El desarrollo del tema en equipos transceptores es el diagrama del bloque principal del transceptor para radioaficionado con un alcance de 160 m, el diagrama se muestra en la siguiente figura (haga clic en la imagen para ampliar).

El dispositivo es un transceptor completo que utiliza modulación de banda lateral única. Para su uso práctico, basta con conectar un ULF externo y un amplificador de potencia de señal de salida PA.

El oscilador local de la unidad opera en el rango de frecuencia 2300-2500 kHz. La salida del dispositivo genera una señal de banda lateral única en el rango de 1800-2000 kHz (160 m). Para pasar de recepción a transmisión, se aplica una tensión de 12 V a los relés K1 y K2.

Las bobinas del filtro de paso de banda se colocan en núcleos blindados SB-9. Las bobinas L2, L3, L6 y L7 contienen cada una 30 vueltas de PEV 0,2 con un grifo a partir de la décima vuelta (excepto L3, que tiene un grifo a partir de la 15ª vuelta). La bobina del oscilador local L4 está enrollada sobre un marco de plástico con un diámetro de 8 mm con un núcleo SCR ajustado (del circuito UPCH de un televisor de tubo en blanco y negro). Contiene 40 vueltas de PEV 0,2. Las bobinas L1 y L5 son estranguladores en el SB-9, tienen 100 vueltas de PEV 0,09 cada una.

Asignaciones de pines del chip SA612A:

1,2 - entrada del amplificador;
3 - generales;
4 - salida del mezclador;
5 - salida del circuito oscilador local;
6, 7 - entrada de la ruta AM UHF;
8 - salida del demodulador;
9 - entrada ULF;
10 - bloqueo ULF;
11 - generales;
12 - salida ULF;
13 - comida;
14 - entrada del demodulador;
15 - salida del amplificador;
16 - Bloqueo AGC (salida del amplificador).

Transceptor casero

UR0VS

El transceptor se fabricó teniendo en cuenta su desarrollo en un mes y medio. Además, los días laborables de 20:00 a 24:00 horas, y los fines de semana recibía atención hasta el almuerzo. Por tanto, su construcción puede recomendarse a radioaficionados no muy experimentados. El esquema no destaca por su originalidad. Debido a mi apretada agenda, no reinventé la “bicicleta” (tenía muchas ganas de volver a salir al aire), sino que reuní el contenido de mis “cajas” con componentes de radio y unidades previamente probadas y desarrolladas. Por las mismas razones no se desarrolló ningún servicio como VOX, desafinación, etc. Es cierto que tuve una oportunidad y me limité a perforar solo agujeros en los lugares correctos para sujetar las tablas.

Los circuitos y placas de circuito impreso se diseñaron utilizando el sistema de diseño OrCad 9.0. El filtro de cuarzo se calculó utilizando un excelente programa, en mi opinión, de UA1OJ. Ni siquiera tuve que terminarlo después del cálculo.

Características de presentación

Potencia: 7-10 vatios (según el rango). Con un amplificador de válvulas de 100 vatios, los televisores cercanos no "saltarán".

La sensibilidad es suficiente :) incluso sin UHF (nodo A5).

El bloqueo es normal (qué tipo de bloqueo hay :), casi no quedan radioaficionados).

En resumen, para el trabajo telefónico diario en zonas rurales, esto es lo que necesita. Y lo más importante es que es más moderno que el UW3DI.

Circuito transceptor

El bloque A1 es el tablero principal. Consiste en mezcladores de diodos de nivel medio (D1 - D4, D6, D8 - D10), un amplificador IF (Q3, Q1, Q4), que cambia su dirección mediante un relé (K1 - K2), un amplificador de baja frecuencia (U1 ), y un circuito AGC (Q7 - Q8). Los seguidores del emisor se ensamblan en los transistores Q2 - Q5 para hacer coincidir los osciladores locales con los mezcladores. El oscilador local de referencia está montado en los transistores VT1, Q6. Amplificador de micrófono Q9 - Q10. ULF final Q11 - Q13.

La placa de circuito impreso del bloque A1 se dispuso en dos versiones. La diferencia entre las opciones radica en el cuarzo utilizado. Tengo cuarzo en cajas B1 con una frecuencia de 9050 kHz, pero es posible instalar cuarzo pequeño, por ejemplo de decodificadores PAL/SECAM, a una frecuencia de 8865 kHz.

Bloque A2 - GPA. Algo similar se utiliza en el transceptor Druzhba. Es un poco más fácil aquí. Montado en una caja de cobre estañado procedente de alguna antigua emisora ​​de radio. En la placa de circuito impreso sólo se monta el divisor de frecuencia. Todo lo demás está sobre soportes de cerámica. Las resistencias MLT rotas se pueden usar como bastidores (esta idea se le ocurrió a mi amigo UR0VF), solo necesita limpiar la capa "negra". El circuito es cerámico con cobre encerado de la misma primera. No proporciono una descripción completa de este nodo por el motivo que se describe a continuación.

Bloque A3 - filtros de paso de banda. No tiene sentido comentar este nodo por una razón muy sencilla. Como regla general, para los radioaficionados, el contenido de las "cajas" es diferente para cada uno, y si intentas utilizar todos los detalles que tiene el autor, entonces cualquier diseño se convierte en un "proyecto de tu vida". Siéntete libre de llevarte esta unidad de cualquier diseño para el que tengas el equipo (esto también aplica para el GPA). Si se trata de PF del "drozdiver", entonces el dispositivo tendrá características aún mejores. Y en este caso, el nodo A5 se puede abandonar por completo. Solo diré que utilicé los mismos PF que en el transceptor Ural-84.

El bloque A4 es un "refuerzo de potencia". Todos los transformadores están enrollados en anillos K10 x 5 con cable trenzado PEV 0,3 - 0,5 y tienen 12 vueltas. El transformador T3 está enrollado con 3 cables. La selección de piezas de esta unidad no es tan grande. Puedes variarlo con otros transistores en la etapa final. Los KT921 funcionan muy bien; están diseñados precisamente para funcionar en amplificadores lineales. Hubo experiencia en el uso de transistores de potencia media KT606A en esta cascada (debido a un encendido descuidado). La potencia en este caso era la misma en todas las gamas, pero realmente no mucha. ¡Unos 4,5 vatios! Para aquellos que "tienen miedo a los transistores", podemos recomendar un circuito de lámpara de eficacia probada. Más sobre esto a continuación.

Bloque A5 – UHF conmutable. Parece que no hay nada que comentar.

Hay un bloque más. Esta es una báscula digital (OUT2 se proporciona en el GPA). Aquí tampoco inventé nada, “creé” una escala muy simple en un controlador PIC y ALS318, diseñada por RA3RBE. Es cierto que tuve que terminarlo un poco. Se produjeron interferencias muy fuertes en las bandas de HF. Sólo desapareció cuando instalé un seguidor de emisor en su entrada. Llamo su atención sobre la palabra emisor, ¡fuente no da nada!

La fuente de alimentación es muy sencilla. Este es el KR142EN8B, que se encuentra en la pared de la caja, y se utiliza un voltaje constante de aproximadamente 17-18 voltios para este microcircuito para alimentar la etapa final del PA. Otro requisito es que el transformador de alimentación debe proporcionar una corriente de aproximadamente 2,5 A.

Todas las resistencias son del tipo MLT 0,125 - 0,25. Condensadores cerámicos, tipos KM - 5, KM - 6. Las bobinas L1 y L4 en el bloque A1 están enrolladas en marcos de bloques SMRK de televisores antiguos. Tienen un diámetro de 6 mm con núcleos de carbonilo de 4 mm. Para una frecuencia de 9 MHz, L1 - 20 vueltas. Alambre PELSHO 0,25. La bobina de comunicación tiene 5 vueltas del mismo cable. C16 en este caso es 240 pf. L4 – el mismo cable se enrolla hasta llenarlo. Los transformadores T1, T2 y T4, T5 se enrollan en anillos con una permeabilidad de 600 - 100 Nm con un diámetro exterior de 7 - 10 mm en tres cables con una torsión de 4 - 5 vueltas por centímetro, el mismo cable que el circuito. T3, T6: el mismo cable, también trenzado, solo que en dos cables. El principio y el final de los devanados se pueden ver en la figura desde el lado de instalación.

La placa de circuito impreso está hecha de PCB de doble cara y la capa superior se utiliza como cable de “tierra”, proporcionando así un excelente blindaje. W1, W2 son trozos de cable coaxial delgado.

En GPA, todos los condensadores de sintonización tienen un dieléctrico de aire con una capacidad de 1 a 10 pf. Como KPI dual variable, puede utilizar condensadores de receptores antiguos con una capacidad de 5 a 495 pf, solo que en este caso se deben conectar condensadores de aproximadamente 25 a 33 pf en serie con ellos. Todos los condensadores de ajuste de frecuencia deben tener TKE negativo - M47, M75. En la figura se muestra la disposición esquemática de las piezas de la carcasa del GPA.

Montaje - configuración

No en vano combiné estos dos conceptos. Dado que, por ejemplo, la placa principal es una unidad multifuncional (esto se aplica a transceptores de cualquier diseño), el concepto, como muchos escriben, "con piezas que funcionan..., etc.", no "funcionará" aquí. Te aconsejo que lo hagas de esta manera. Comience con el amplificador de bajo final. Aplique energía, si es necesario, ajústela seleccionando la corriente de los transistores de salida entre 15 y 20 mA. A continuación, puede montar un amplificador de micrófono. Conecte el micrófono y aplique energía a él y al ULF. Escucharte a ti mismo. Luego puedes comenzar a ensamblar el oscilador de cristal. Verifique la generación usando al menos un voltímetro. Si el radioaficionado no tiene un generador de HF, entonces el voltaje del CG se puede utilizar para preconfigurar el circuito L1, el amplificador IF. A continuación se encuentran los mezcladores, AGC y etapas intermedias para mezcladores. Se puede construir un filtro de cuarzo en cualquier etapa. Hay docenas de métodos de configuración. Cómo lo organizó el autor se describe al comienzo de este “escrito”. Dos palabras más sobre el condensador C14. Destaca en la placa de circuito impreso. Al ajustar el equilibrio del mezclador, debido a la diferencia en las capacitancias de los diodos, es posible que deba buscar un punto de conexión a otro diodo.

Se puede obtener información suficiente sobre la configuración de los nodos restantes de una variedad de otras fuentes. Será necesario configurar la corriente de reposo en el PA en aproximadamente 150-200 mA. Depende del par de transistores utilizados. Para KT606, la corriente debe ser de 50-60 mA.

En la versión original, el transceptor opera solo en cinco bandas, esto se debe a la falta de un sistema de antena para operar en todas las bandas. Sin embargo, aquellos que deseen acceder a todos los rangos no deberían encontrar ninguna dificultad.

Diagrama esquemático de un transceptor simple de 80 m.

Datos de bobinado de contorno. La bobina L2 tiene una inductancia de 3,6 μH, es decir, 28 vueltas en un marco de 8 mm, con un núcleo de subchasis. El acelerador es estándar.

Cómo configurar un transceptor

El siguiente paso es configurar el transceptor para la transmisión. En lugar de una antena, colgamos un equivalente: una resistencia de 50 ohmios de 1 W, le conectamos un voltímetro de RF en paralelo, al mismo tiempo encendemos el transceptor para transmisión (presionando la tecla), comenzamos a girar el núcleo del Bobina L2 según las lecturas del voltímetro de RF y logra resonancia. Eso es básicamente todo, quiero agregar que el propio autor escribió que no se debe instalar un transistor de salida potente, con un aumento de potencia aparecen todo tipo de silbidos y excitaciones. Este transistor desempeña dos funciones: como mezclador al recibir y como amplificador de potencia al transmitir, por lo que kt603 Será una ganga aquí. Y por último, una foto de la propia estructura:

Dado que las frecuencias de funcionamiento son sólo de unos pocos megahercios, se puede utilizar cualquier transistor de RF con la estructura adecuada. El diseño de este transceptor fue repetido y configurado por Camarada. Radiovid.

Discuta el artículo TRANSCEPTOR SIMPLE

Hoy hablaremos del transceptor Radio-76, o más precisamente de su modernización, con el permiso del autor del esquema no lo llamaré así, ya que del transceptor Radio-76 queda poco.

El caso es que tuve un largo período de crisis creativa, por así decirlo, y no practiqué radiodeportes, debido a mi traslado del campo a la ciudad, y no tuve la oportunidad de instalar una antena al menos en Con una banda, pospuse mi tema favorito durante 7 largos años. Pero los pensamientos sobre mi pasatiempo favorito no me abandonaron y decidí ensamblar un transceptor para mí, pero surgió otro problema con la elección del circuito, y luego la elección recayó en el transceptor “Camino inverso en transistores bipolares basados ​​​​en el R-76 ”, cuyo autor es Sergei Eduardovich US5MSQhttp://us5msq.com.ua

PD En secreto))) En el foro, Sergei Eduardovich responde activamente a todas las preguntas que surgen durante el proceso de montaje, por lo que debemos rendir homenaje, ya que no todos los autores de su "creación" son tan activos a la hora de responder preguntas especialmente estúpidas. Verificado personalmente

A continuación publicaré el texto de todas las preguntas y respuestas del autor del diagrama que tenían otros radioaficionados que ensamblaron este transceptor. Por mi parte diré que si montas con cuidado no deberías tener dudas, ya que puedo hacer que todo funcione enseguida, sin contar mis errores en la instalación.

A continuación se muestran recortes de publicaciones del foro donde los radioaficionados discutieron sobre este transceptor. Como no existe una descripción completa de este esquema, lo haré de esta manera.

Características:

• El nivel general de ruido propio es de aproximadamente 35-45 mV.
• El valor total de la entrada del mezclador es de aproximadamente 340-350 mil.
• El nivel de ruido referido a la entrada es de aproximadamente 0,12 μV y la sensibilidad de la entrada del mezclador a c/ruido = 10 dB es de aproximadamente 0,4 μV.

El AGC comienza a funcionar a un nivel de aproximadamente 4-5 µV (S5-6), mientras que en realidad mantiene la señal en al menos 15 mV (+50 dB).

Y entonces vayamos al esquema en sí.

Al final del artículo habrá un archivo con todos los diagramas para descargar en tamaño completo.

Fig.1 Diagrama de la placa principal con mapa de voltaje

Agregaré por mi cuenta que si sigues todos los voltajes indicados en el diagrama, los problemas de ajuste desaparecerán por sí solos.

Fig. 2 Diagrama de filtros de paso de banda con atenuador y amplificador swing en VT1.

Fig.3 Diagrama GPA.

Arroz. 4 Filtro de paso bajo y circuito medidor ROE.

Recortes de mensajes del foro.

US5MSQ: En cuanto a los datos de devanado de los transformadores, es posible utilizar cualquier anillo de ferrita que tenga con un diámetro de 7-12 mm y una permeabilidad de 600-3000, es importante asegurarse de que la inductancia del primer mezclador sea de al menos 50 μH. (alrededor de 60-80) y para el detector/modulador al menos 170 (). El número específico de vueltas de su anillo se puede calcular mediante fórmulas estándar, es conveniente utilizar la tableta desarrollada por Yu.Morozov.

Es importante asegurarse de que los devanados del transformador sean idénticos. Hice esto: medí tres conductores idénticos con una regla (16 cm para Tr1 y Tr2 y 24 cm para Tr3 y Tr4), pelé y estañé los extremos, soldé un lado en forma de aguja (este lado se usará para enrollar en el futuro), lo sujetamos en un tornillo de banco y lo giramos a mano hasta el nivel de aproximadamente 3 vueltas por cm. Enrollamos el devanado uniformemente colocando las vueltas hasta que esté completamente lleno - en anillos 2000NN 7x4x2 (para Tr3 y Tr4, 2 están pegados juntos) obtenemos unas 15-16 vueltas. Antes de enrollar, no olvide alisar los bordes afilados de los anillos con papel de lija o una lima.

Bueno, un punto más importante en cuanto al cálculo y fabricación de bobinas de comunicación. Se enrollan, por regla general, a lo largo de la mitad del contorno, a lo largo del borde del contorno más cercano al extremo puesto a tierra o, si el marco es seccional, en la sección adyacente al extremo puesto a tierra. En estos casos, para reflejar con mayor precisión el coeficiente de acoplamiento (inducción mutua), introducimos un factor de corrección: para el primer caso, del orden de 1-1,05, para el segundo, 1,1-1,2 y para el tercero, -1,3-1,4. Así, si enrollamos una bobina de comunicación con un número de vueltas 1/10 del contorno, en realidad corresponderá aproximadamente a coeficientes de 1/10, 1/11 y 1/13.

US5MSQ: Las bobinas para PDF se pueden hacer en casi cualquier marco que tenga, y los resultados (parámetros principales de PDF) serán casi los mismos con pérdidas bastante pequeñas, por supuesto, estamos hablando de los diseñados correctamente, y la mayoría de los publicados lo son.

La razón es que el ancho relativo de las bandas modernas (160, 80, 40 m) alcanza el 9-10%, lo que significa que el factor de calidad de los circuitos cargados será de aproximadamente 8-10, e incluso las bobinas más "zurdas" tienen un factor de calidad de diseño de al menos 40-50, por lo que las pérdidas incluso en PDF de tres circuitos no suelen superar los 3 dB.

Nuestra elección de DFT de tres bucles está determinada únicamente por el deseo de conseguir que la supresión SLR sea lo más alta posible, por ejemplo, en la banda de 80 m con una FI de 500 kHz es de aproximadamente 38-40 dB (80-100 veces). , un poco, por supuesto, pero los de dos bucles generalmente son inútiles aquí (no más de 24-26 dB o solo entre 15 y 20 veces).

US5MSQ: Configuración DFT. Si no hay GCH, entonces el DFT se puede ajustar mediante el GSS (generador de HF) e incluso simplemente hasta el máximo ruido del aire. Si no está seguro de que la antena (o GSS) coincida, es decir, tiene una impedancia de salida de 50-75 ohmios, entonces puede activar un atenuador estándar de -20 dB en la entrada, lo que garantizará un modo consistente en la entrada PDF para cualquier fuente de señal. Configuramos el receptor en el medio del rango, conectamos un altavoz (teléfonos) y algún tipo de indicador de salida (osciloscopio, voltímetro de CA, etc.) a la salida ULF. Control de volumen al máximo. Durante el proceso de configuración, para evitar la influencia del AGC, ajustando la salida del GSS o RRU estándar (cuando se trabaja con antena), mantenemos el voltaje de salida del orden de 0,3-0,4V. Para obtener la respuesta de frecuencia correcta (óptima) en este DFT, todos los circuitos deben estar sintonizados para resonancia en el medio del rango. Hay muchos métodos para sintonizar sin GKCh descritos (incluso en este hilo). Uno de los más sencillos consta de dos pasos:

Evite temporalmente la bobina del circuito medio con una resistencia de 150-220 ohmios y ajuste el primer y tercer circuito a la señal máxima en el medio del rango, retire la derivación
- para sintonizar el circuito medio a resonancia, derivamos las bobinas del circuito primario y del tercer circuito con las mismas resistencias y retiramos las derivaciones.

¡Eso es todo!

US5MSQ: El medidor S bebía mucha sangre, en la versión original ni siquiera era un medidor con pantalla; debido a la gran inclinación del control AGC, la aguja permanecía casi inmóvil cuando la señal cambiaba en 70 dB. El R-76M2 optó por reducir ligeramente la inclinación del control, pero esto no mejoró mucho la situación. Me negué a reducir la pendiente, porque... Ahora me gusta el trabajo del AGC: no tengo que preocuparme ni apretar el control de volumen, incluso si mi vecino con un "kilovatio" enciende a mi lado.

Se probaron varias opciones para expansores, los mejores resultados (tanto en linealidad como en simplicidad del circuito y ajuste) los mostró el último circuito (en T5); ahora configuramos solo el nivel S9 (50 μV) en el medio de la escala. , mientras que la escala es suficientemente lineal hasta niveles de +40 dB. En principio, +50, +60dB se reflejan un poco, pero esto no tiene ningún valor práctico.

Las lecturas de este simple medidor S no se correlacionan de ninguna manera con la configuración RRU, lo que permite una lectura comparativa de niveles (la función más solicitada) en cualquier configuración de ganancia, aunque la precisión será baja + - kilómetro. Por supuesto, una lectura suficientemente precisa de los niveles absolutos, así como una lectura comparativa, sólo será posible con la ganancia con la que se realizó la calibración, en este caso en Kusmax.

US5MSQ: Para obtener una buena selectividad de los circuitos, especialmente el primero, y un funcionamiento estable del amplificador, la inductancia de la bobina no puede ser ninguna, y mucho menos excesivamente (varias veces) mayor que la óptima (en nuestro caso, 100 μH).

US5MSQ: Estamos considerando la última versión de la placa principal. El circuito utiliza conmutación electrónica de modos RX/TX, para lo cual los transistores T11, T13 están conectados a una resistencia emisora ​​común R39. En el modo de recepción, el voltaje de suministro no se suministra al amplificador del micrófono, por lo que T11 se cierra mediante una pequeña caída de voltaje de bloqueo (aproximadamente 0,28 V) en R39 causada por el flujo de corriente del colector T13, cuyo valor se selecciona para lo siguiente razones.

La resistencia de entrada de esta etapa, conectada según el circuito con OB, es igual a Rin[ohm]=0,026/I[mA]. Para garantizar la coincidencia con el mezclador/detector, los 50 ohmios necesarios se obtienen con una corriente de 0,5 mA. Por cierto, esto también da como resultado un bajo ruido pre-LF, lo cual también es importante. En este caso, el voltaje en el colector será de aproximadamente 4,7+-0,5 V, y en el emisor T14 será de aproximadamente 0,7 V menos, respectivamente 4+-0,5 V. Si es necesario, puede seleccionar con mayor precisión la corriente del colector T13 usando la resistencia R47

Al cambiar al modo TX, el amplificador de micrófono recibe un voltaje TX SSB de +9 V. La corriente del seguidor del emisor T11 del orden de 9 (+-1) mA, que fluye a través del común R39, crea en él una caída de voltaje de 5 (+-0,5) V, bloqueando completamente T13, apagando así el ULF. Naturalmente, en este caso, los voltajes en el colector T13 y el emisor T14 estarán cerca del voltaje de suministro.

Pero volvamos al amplificador de micrófono. Si es necesario (gran desviación), el modo requerido T11 se selecciona mediante la resistencia R46. El voltaje en el colector T12 será de aproximadamente 6,2 (+-0,6) V.

La resistencia R40 realiza una doble función: aumenta la resistencia de salida del seguidor del emisor a los 50-60 ohmios necesarios para la adaptación normal del modulador y atenúa (divide) la señal de salida del MCU (la amplitud máxima en la salida del limitador es de aproximadamente 0,25-0,28 V) a un nivel de 0,15-0,18 V, eliminando la sobrecarga del modulador en cualquier nivel desde el micrófono y las posiciones del motor R45.

US5MSQ:¡Debes seguir ciertas reglas antes de encenderlo por primera vez!

¡Debe verificar cuidadosamente la instalación en busca de errores!

Ponemos todos los controles (RRU, VOLUME, TX Level) al máximo, SA1 a la posición SSB. Una vez aplicada la tensión de alimentación, es aconsejable controlar el consumo total de corriente, que no debe exceder los 30 mA. A continuación, verificamos los modos DC de las cascadas: en los emisores T3, T4, T7, T8 debe haber aproximadamente +1...1,2 V, en el emisor T13, aproximadamente +0,26 V (si es necesario, logramos los valores requeridos seleccionando R47).

Verificamos el funcionamiento del soporte: en el terminal derecho de R50 debe haber una tensión alterna de 0,7 Vef (+-0,03 V) con una frecuencia de 500 kHz. Si no hay generación, derivamos el cuarzo con una capacidad de aproximadamente 10-47 nF y usamos el núcleo L4 para configurar la frecuencia de generación en aproximadamente 500 kHz y eliminamos la derivación; la frecuencia debe configurarse exactamente en 500 kHz (+-50 Hz). . si hay una gran diferencia en el voltaje requerido, lo logramos seleccionando R58 y, posiblemente, C59. Si la generación no aparece incluso cuando se deriva el cuarzo, es necesario cruzar los terminales del devanado de comunicación L4 y luego según el método anterior.

Una señal de funcionamiento normal del detector es una disminución notable del ruido en la salida ULF cuando el terminal izquierdo (según el circuito) de la resistencia R50 está cerrado.

La configuración del tracto IF se puede realizar tradicionalmente utilizando el GSS (si existe), pero también puede hacerlo con sus propios medios estándar. Para hacer esto, primero configure el generador CW: cambie SA1 a la posición CW, cierre los contactos PEDAL y LLAVE. Ajustando R11 configuramos los emisores T3, T4, T7, T8 a aproximadamente +1...1.2V, es decir Por ahora, durante la configuración, configuramos la ganancia IF en modo TX al máximo. Al seleccionar C34 (aproximadamente) y el trimmer C39 (precisamente), logramos una frecuencia de generación de aproximadamente 500,8-501 kHz (más precisamente, seleccionamos la tonalidad que se adapte a nuestro gusto (oído), mientras que la señal de autocontrol debe ser audible en la dinámica). El nivel de señal en el emisor T10 debe ser 0,7 Vef + -0,1 V; si es necesario, seleccione R33. Conectamos el osciloscopio a través de un divisor de alta resistencia o un condensador de 10-15pF a la bobina de acoplamiento L1 y ajustando secuencialmente los núcleos de las bobinas L2 (controlamos esta resonancia aumentando el volumen de autocontrol), L1 y luego los trimmers. C22, C18, logramos lecturas máximas del osciloscopio. Con estos ajustes, la resonancia debe ser clara y no estar en el límite de los elementos de ajuste; si este no es el caso, será necesario seleccionar con mayor precisión las capacitancias C35, C5, C25 y C16, respectivamente.

Esto completa la configuración inicial, puede abrir los contactos del PEDAL y la LLAVE y disfrutar de la recepción.

US5MSQ: Veamos cómo configurar la ruta de transmisión; es bastante simple gracias a las soluciones de circuito aplicadas.

Conectamos un PDF configurado a la salida (esto es importante, porque sin PDF, la señal de salida del mezclador es una mezcla infernal de los restos del VFO, los componentes principal y espejo), cargado a 50 ohmios. El requisito decisivo es obtener el nivel máximo de la señal útil y eliminar la sobrecarga (proporcionar modo lineal) del modulador y el mezclador. Con un voltaje GPA (referencia) de aproximadamente 0,6-0,7, se mantiene una linealidad suficiente a un nivel de señal de no más de 200 mV, de manera óptima alrededor de 120-150 mV. Para proteger el modulador de sobrecargas en cualquier nivel del micrófono, se utiliza un limitador de diodo D6, D7, que limita la amplitud en el emisor T11 a un nivel de aproximadamente 0,25 V, y teniendo en cuenta R40, no se suministran más de 150 mV a el modulador. Usando el trimmer R45 establecemos el nivel requerido de limitación (o la falta del mismo) para un micrófono en particular.

Al configurar, basta con mover el motor R45 hacia arriba en el diagrama, es decir. a la ganancia máxima y aplique una señal moduladora de aproximadamente 20-50 mV y una frecuencia de 1-2 kHz a la entrada (no crítico). Ajustando los circuitos IF y EMF conseguimos el máximo. Configuramos el nivel óptimo de amplificación de la ruta de transmisión con el trimmer R11, logrando un voltaje de aproximadamente 50-60 mV en la carga; esto garantiza un funcionamiento óptimo del mezclador. Cambiamos a CW y seleccionamos C40 para lograr unos 70-80 mV en la salida PDF. Esa es toda la configuración.

US5MSQ: Respecto a los modos de funcionamiento de RRU/AGC. La profundidad del ajuste depende de cuánto podamos reducir la corriente del colector de los transistores del amplificador (al menos a 10-20 μA), evitando al mismo tiempo que se bloqueen por completo. Aquellos. el nivel inferior del voltaje de control suministrado a las bases de los transistores, para obtener la máxima eficiencia del RRU/AGC, debe fijarse en el valor óptimo para un tipo particular de transistor; los diodos D1 (RRU) y D2 (AGC ) son responsables de esto. Para diodos del tipo 1N4148 con los calibres indicados en el diagrama 0R1 y R2 generalmente se proporciona esto. Si es necesario, los modos se pueden ajustar; por ejemplo, si los transistores están completamente bloqueados en el modo RRU, entonces la caída de voltaje en D1 no es suficiente; se puede aumentar ligeramente aumentando la corriente a través del diodo (por ejemplo, mediante conectando una resistencia adicional en paralelo), si no es suficiente, reemplácelo con un diodo mejor.

Si la RRU funciona normalmente, entonces en el modo AGC, si es necesario, la profundidad de ajuste se ajusta seleccionando R2.

En cuanto al VFO, no lo hice, o más bien lo monté, pero debido al tamaño de mi caja lo abandoné y monté un sintetizador de frecuencia.

Un pequeño vídeo sobre el funcionamiento del transceptor cuando aún estaba en la fase de configuración.

Descarga el archivo con documentación de placas de circuito impreso en formato LAY

Desarrollo de UV7QAE.
Sintetizador para transceptor HF (160m, 80m, 40m, 20m, 15m, 10m) con conversión descendente.

Controlador STM32F100C8T6B en paquete LQFP48. Síntesis sobre Si5351a. Pantalla color 1,8" (ST7735), blanco y negro NOKIA 5510 (opción económica).
Decidimos no instalar el codificador en el tablero, esto nos permitirá utilizar un codificador de cualquier tamaño y colocarlo en cualquier lugar de la estructura.
Puedes abandonar el codificador por completo ya que puedes controlar la frecuencia con los botones INC y DEC.

El circuito está diseñado para conectar un codificador óptico, por lo que si alguien lo repite con un codificador mecánico, instale un filtro RC en las entradas del codificador.

Placa de circuito impreso de 85mm x 45mm en formato Sprint-Layout 6 para botones de 6x6mm synthesizer_si5351_buttons_6x6M.lay

Para ampliar el diagrama, haga clic con el botón izquierdo del ratón. O simplemente descargar

Salida CLK0 - Frecuencia VFO.
Salida CLK1 - Frecuencia SSB BFO.
Salida CLK2 - Frecuencia CW BFO + CW TONE.
Puede configurar la inversión de frecuencia durante la transmisión en la opción "TX REVERSE" del "MENÚ DEL SISTEMA".
Opción "TX INVERSA" = ENCENDIDO,

Botones.
Arriba, Dn: rangos arriba, abajo, menú.
Modo: cambie LSB, USB, CW en el modo operativo, en el menú para ingresar rápidamente la frecuencia.
Menú: entrar/salir del menú.
Selección de funciones de botones en la opción "MENÚ SISTEMA" "MODO BOTÓN".
VFO, Paso - Conmutación VFO A/B, paso de sintonización de frecuencia. Cambia valores en el menú.
O.
Inc(+), Dec(-) - sintonización de frecuencia en modo operativo. Cambia valores en el menú.

Ingrese al "MENÚ DE USUARIO" presionando brevemente el botón Menú.

Ingresar al "MENÚ DEL SISTEMA" presionando y manteniendo presionado el botón Menú durante más de 1 segundo.

MENÚ DEL USUARIO.

MENU DEL SISTEMA.

Para controlar el decodificador/multiplexor se utilizan los pines BAND 160, BAND 80, BAND 40, BAND 20 (ver diagrama).

Controlar salidas.
Pin BANDA 160 = DATOS1/A
Pin BANDA 80 = DATOS2/B
Pin BANDA 40 = DATOS4/C
Pin BANDA 20 = DATOS8/D

Código binario para decodificador.

firmware

Fuente: https://ut5qbc.blogspot.com

Les presento un amplificador de potencia para un transceptor de HF que utiliza transistores de efecto de campo IRF510.

Con una potencia de entrada de aproximadamente 1 vatio, la salida es fácilmente de 100 a 150 vatios.

Inmediatamente me disculpo por la calidad del diagrama.

El amplificador es de dos etapas. Ambas etapas están fabricadas con mosfets de llave populares y baratos, lo que distingue este diseño de muchos otros. La primera etapa es de un solo extremo. La coincidencia de entrada con una fuente de señal de 50 ohmios no se logró de la mejor manera, pero sí sencilla: utilizando una resistencia R4 de 51 ohmios en la entrada. La carga de la cascada es el devanado primario del transformador de adaptación entre etapas. La cascada está cubierta por un circuito de retroalimentación negativa para ecualizar la respuesta de frecuencia. L1, que forma parte de este circuito, reduce la retroalimentación en las frecuencias más altas y por lo tanto aumenta la ganancia. Se persigue el mismo objetivo instalando C1 en paralelo con la resistencia en la fuente del transistor. La segunda cascada es push-pull. Para minimizar los armónicos, se aplica el desplazamiento separado de los brazos de la cascada. Cada hombro también está cubierto por una cadena OOS. La carga de la cascada es el transformador Tr3, y Tr2 proporciona la adaptación y la transición a una carga asimétrica. La polarización de cada etapa y, en consecuencia, la corriente de reposo se ajustan por separado mediante resistencias de recorte. Se suministra voltaje a estas resistencias a través del interruptor PTT en el transistor T6. El cambio a TX ocurre cuando el punto PTT está en cortocircuito a tierra. El voltaje de polarización se estabiliza en 5 V mediante un estabilizador integrado. En general, un esquema muy simple con buenas características operativas.

Ahora sobre los detalles. Todos los transistores amplificadores son IRF510. Se pueden usar otros, pero con ellos se puede esperar un aumento en la caída de ganancia en el rango de frecuencia por encima de 20 MHz, ya que las capacitancias de entrada y paso de los transistores IRF-510 son las más bajas de toda la línea de mosfets clave. Si puede encontrar transistores MS-1307, puede contar con una mejora significativa en el rendimiento del amplificador en las frecuencias más altas. Pero son caros... La inductancia de los estranguladores Dr1 y Dr2 no es crítica: están enrollados en anillos de ferrita 1000NN con alambre de 0,8 en una capa hasta que se llenan. Todos los condensadores son SMD. Los condensadores C5, C6 y especialmente C14, C15 deben tener suficiente potencia reactiva. Si es necesario, puedes utilizar varios condensadores conectados en paralelo. Para garantizar un funcionamiento de alta calidad del amplificador, se debe prestar especial atención a la fabricación de transformadores. Tr3 está enrollado en un anillo de ferrita 600NN con un diámetro exterior de 22 mm y contiene 2 devanados de 7 vueltas cada uno. Está enrollado en dos alambres ligeramente retorcidos. Cable - PEL-2 0,9.

Tr1 y Tr2 están fabricados según el diseño clásico de un SHPT de una sola vuelta (también conocido como "binoculares"). Tr1 está formado por 10 anillos (2 pilares de 5 cada uno) de ferrita 1000NN con un diámetro de 12 mm. Los devanados están hechos de alambre MGTF grueso. El primero contiene 5 vueltas, el segundo, 2 vueltas. Se obtienen buenos resultados haciendo devanados a partir de varios cables de menor sección transversal conectados en paralelo. Tr2 se fabrica utilizando tubos de ferrita tomados de los cables de señal del monitor. Los tubos de cobre se insertan firmemente dentro de sus orificios, que forman una vuelta: el devanado primario. En el interior se enrolla un devanado secundario, que contiene 4 vueltas y está hecho de alambre MGTF. (7 cables en paralelo). Este circuito no tiene elementos para proteger la etapa de salida de alta ROE, a excepción de los diodos estructurales incorporados, que protegen eficazmente los transistores de sobretensiones "instantáneas" en los drenajes. La protección contra la ROE se realiza mediante una unidad separada, construida sobre la base de un medidor de ROE y que reduce la tensión de alimentación cuando la ROE aumenta por encima de un cierto límite. Este diagrama es el tema de un artículo aparte. Resistencias R1-R4,R7-R9,R17,R10,R11 - tipo MLT-1.R6 - MLT-2. R13,R12 - MLT-0.5. El resto son SMD de 0,25 W.

Un poco sobre constructivo:

¡Buen día! En este artículo añadiré por partes una reseña en vídeo del montaje de un transceptor de los años 60. Vladímir Semiashkin Trabajó mucho en el diseño y reportaje en video detallado del montaje del transceptor de los años 60.

Lo que más me impresionó fue la calidad de construcción y la ubicación de todos los componentes del estuche.

Parte No. 1

Parte No. 2

Parte No. 3

Parte No. 4

Parte No. 5

Parte No. 6

Parte No. 7

Parte No. 8

Parte No. 9

Parte No. 10

Todo porque fue mi primer transceptor que funcionó la primera vez que lo encendí, pero luego, por circunstancias, tuve que mudarme a la ciudad y ya no fue posible desplegar la antena a 160 m. Bueno, de alguna manera la banda de 160 metros quedó vacía; todos comenzaron a subir más en frecuencia. Ya publiqué este diagrama en mi sitio web. Y aquí hablaremos de mejoras.

Desventajas notadas al repetir el transceptor:

1. El uso de un transistor de efecto de campo bastante caro en la etapa de salida.
2. Falta de sistema AGC
3. Mala supresión de portadores (hay que seleccionar microcircuitos)
4. Gran retraso al pasar de transmitir a recibir
5. Falta de Smeter.
6. Uso de copas SB en circuitos de filtros de paso de banda
7. Sin generador de tonos.

Etapa de salida

Al repetir el transceptor, en primer lugar se utilizó una etapa de salida, utilizando transistores ampliamente disponibles, lo que permitió obtener una potencia de salida de aproximadamente 15 vatios. Con una potencia de entrada de unos 30 vatios. El uso del transistor KT 805A garantiza una alta confiabilidad de la cascada, ya que el voltaje colector-emisor de este transistor es de aproximadamente 160 voltios, lo que le permite resistir una rotura de carga durante el funcionamiento, y una frecuencia de amplificación de corte no demasiado alta tiene un efecto beneficioso sobre la estabilidad de la etapa de salida a la autoexcitación. Cuando se utiliza el transistor KT805AM, será necesario reducir un poco la potencia.

El transistor de la etapa de salida se fija al panel trasero de aluminio de la caja mediante una junta de mica, el transistor de la etapa preliminar se fija directamente al chasis, ya que el colector está conectado a tierra. Durante las pruebas y el funcionamiento, el transceptor funcionó sin dispositivo de adaptación en varios trozos de cable de longitud arbitraria, sin carga alguna, en una lámpara incandescente de 220 V y 100 vatios y no se observó ninguna falla en el transistor.

El diagrama de la etapa de salida se muestra en la Fig. 1.

El inductor (valor nominal no indicado en el diagrama) está enrollado con un cable pel de 0,5-0,7 mm (en un anillo de ferrita o en un trozo de ferrita, el número de vueltas de 20-25 no es crítico). El uso de transistores de diferentes conductividades permitió simplificar el circuito.

Generador de tonos, amplificador AGC, S-meter e indicador de corriente de antena.

El siguiente inconveniente es la falta de un generador de tonos durante la sintonización y la falta de AGC al recibir estaciones, les proporciono un diagrama de este bloque (Fig.2).

Como generador de tonos y amplificador, Aru utiliza un circuito tomado del transceptor UW3DI-II (se repite fácilmente y funciona bien. La instalación de esta unidad y el amplificador de potencia se realizó en los parches y dependía de la ubicación en el chasis Dado que todos los dispositivos eran pequeños y el diseño del chasis era muy diferente, el dispositivo muestra la intensidad de la señal en modo de recepción y la corriente en la antena en modo de transmisión (al conectar un dispositivo compatible, logramos el máximo)

La entrada del amplificador AGC está conectada a la salida del microcircuito ULF y, para que el ajuste manual del ULF no afecte las lecturas del medidor S, el regulador se instala después del amplificador de baja frecuencia frente a los teléfonos.

En la Fig. 3 muestro un diagrama modificado de la placa principal.

En la figura 2 se muestran dibujos de placas de circuito impreso modificadas. 4

La salida 14 de la placa principal está conectada a través de los contactos del pedal (interruptor de palanca de recepción-transmisión) y está conectada a tierra durante la transmisión.

Mala supresión de la señal portadora durante la transmisión.

Al repetir el transceptor, se observó una mala supresión de la señal portadora. La razón de la mala supresión radica en la alta sensibilidad de los microcircuitos mezcladores, lo que conduce a interferencias y a la entrada directa de la señal del oscilador local, tanto a través de las capacitancias de montaje como a través de las capacitancias de contacto del relé de conmutación del oscilador local. Para eliminarlo, es necesario introducir resistencias adicionales que desvíen los devanados de los transformadores del mezclador de la placa principal; las clasificaciones de resistencia deben ser las mismas para ambos mezcladores de 100 a 200 ohmios, lo que eliminó por completo este inconveniente, prestando atención a la igualdad. de los anillos de ferrita. Es recomendable tomar estos anillos de la misma fuente (puedes usar copas de los circuitos IF de un receptor de transistores, pero deben ser del mismo receptor, esmerilar los fondos con una piedra de esmeril, dejando solo los "faldones") . Los transformadores se enrollan con dos cables PEL retorcidos entre sí (3-5 vueltas por 1 cm) antes de enrollarlos, el anillo está aislado con cinta fluoroplástica o de celofán. Además, estas resistencias son una carga para ambos osciladores locales y le permiten reducir el voltaje en la entrada del mezclador a un valor aceptable. El voltaje de 500 kHz en el modulador balanceado debe tener un nivel de 50-100 mV (seleccionado por la resistencia R7), el voltaje GPA de 100-150 mV (seleccionado cambiando el valor del capacitor C54 de la placa GPA, generalmente hacia abajo). Durante la fabricación, es recomendable instalar enchufes para microcircuitos K174PS1, ya que muy a menudo al comprar te encuentras con microcircuitos defectuosos y es posible que tengas que recogerlos.

Si el modulador balanceado no se balancea en absoluto durante la transmisión, reemplace el chip. Además, para un equilibrio más suave, puede crear una resistencia de equilibrio a partir de 3 resistencias; por regla general, estos cambios son suficientes.

Gran retraso al pasar de transmitir a recibir.

Es causada por la descarga lenta del condensador electrolítico C39 del microcircuito ULF, que durante la transmisión se carga a través de la resistencia R17 y un diodo a un voltaje de + 12 V, que bloquea el microcircuito ULF. Esto se puede eliminar instalando una resistencia adicional desde el segundo tramo del microcircuito a tierra (10*k), lo que permitirá que el condensador se descargue más rápidamente y pase a recepción.

A menudo se activa el preamplificador de la etapa de salida.

La razón es el transistor KT603 y el inductor en el circuito colector. Para eliminar esto, reemplace este transistor con un KT 3102 y el estrangulador con una resistencia de 100-150 ohmios.

Un nivel bastante alto de fondo variable al recibir estaciones.

Esto se puede eliminar instalando condensadores electrolíticos adicionales y una resistencia adicional en el circuito de alimentación del micrófono.

Uso de escasos relés de 12 V en la placa principal en presencia de voltaje de +33 V

Se utilizan relés más asequibles con un voltaje de alimentación de 24-27 V; se alimentan desde una fuente de alimentación de 33 V; a través de una resistencia adicional de 30-500 ohmios, se seleccionan de modo que el voltaje en los devanados del relé en modo de transmisión sea igual al Tensión nominal del relé.

Uso de copas SB en circuitos de filtros pasa banda.

En la fabricación de varios transceptores se utilizaron circuitos en marcos seccionados de los circuitos MV o DV de receptores de transistores. Los circuitos se instalaron en la placa principal y no fue necesario blindarlos. El devanado del circuito se distribuye uniformemente entre las secciones del marco, en lugar de un grifo, se utiliza un devanado de comunicación adicional (bobinado en una sección con un terminal puesto a tierra), lo que permite seleccionar con mayor precisión la conexión entre la ruta de recepción y la antena. Bobinas L2 y L3, 50 vueltas cada una; bobinas de comunicación L1* y L4, 8-10 vueltas cada una, cable PEL 0,25

¡Si quieres construir tu primer transceptor! Entonces este diagrama es para ti, mi primer transceptor lo fue.

La base de este transceptor fue el chip SA612. Los componentes utilizados en el transceptor fueron tomados de otros dispositivos, por lo que aquí no hay nada nuevo ni original.

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Para la recepción y transmisión se utiliza el principio “Radio-76” “TORS-160”, que ha reducido el número de microcircuitos. Naturalmente, no se debe esperar nada más allá de los parámetros, pero "funciona", lo cual es suficiente para empezar.

La parte del telégrafo se tomó del transceptor "UT2FW", el ULF del YES-97, la idea de AGC para IF del RW4HDK y otros componentes se tomaron de diferentes circuitos tan simples y fáciles de repetir. El propio circuito AGC se puede tomar de estos transceptores.

OEP-13 en estado abierto tiene una resistencia de aproximadamente 100 ohmios y prácticamente no tiene ningún efecto sobre la sensibilidad (se utilizan resistencias variables como atenuadores). Puedes arreglártelas con un solo LM386 para ULF, pero cuando trabajes en un altavoz, “no será suficiente”. El filtro de cuarzo es un filtro estándar de 6 resonadores a 9 megahercios. En principio, si el transceptor se necesita sólo para BLU, se puede utilizar como referencia el oscilador local telegráfico.

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Transceptor de onda corta para radioaficionados "Druzhba-M"

Toda la descripción en un solo archivo.(WinZIP-1,2 MB)

El transceptor de onda corta "Druzhba-M" está diseñado para comunicaciones de radioaficionados SSB y CW en las nueve bandas de HF de 160 a 10 m. Es un desarrollo posterior del transceptor "Desna" ("Druzhba") y es un diseño que pueden ser repetidos por radioaficionados medianamente cualificados. Al diseñar el transceptor Druzhba-M, la tarea era crear un dispositivo económico con características eléctricas aceptables, alta repetibilidad y una base de elementos accesible para la mayoría de los radioaficionados. Este diseño no contiene soluciones de circuitos originales, es una “mezcolanza” de unidades descritas previamente por otros autores y que han demostrado su eficacia en repeticiones masivas.

El transceptor tiene las siguientes características técnicas principales:

• Sensibilidad de la vía de recepción con una relación señal/ruido de 10 dB, no peor que 0,25 μV;
• La selectividad de dos señales con una desafinación de señal de 20 kHz no es inferior a 80 dB;
• El rango de ajuste del AGC es de al menos 80 dB cuando el voltaje de salida cambia en 6 dB;
• La potencia de salida de la parte transmisora ​​del transceptor es de 10 W.

El transceptor de HF "Druzhba-M" es un transceptor con una conversión de frecuencia y contiene siete bloques o placas funcionalmente completos:

• Tablero principal;
• Placa de filtros pasa banda, atenuador y amplificador de alta frecuencia (PF, ATT, UHF);
• Placa amplificadora de potencia (UM-10);
• Placa de filtro de paso bajo (LPF);
• Bloque sintetizador de frecuencia (MF) o bloque generador de rango suave (GPD-02);
• Balanza digital (DS);
• Unidad de fuente de alimentación (PSU).

1. Tablero principal

Diagrama esquemático de la placa principal del transceptor de HF "Druzhba-M". Opcion 2.		Diagrama esquemático de la placa principal del transceptor de HF "Druzhba-M". Opción 3. (Click para agrandar)
Diagrama de cableado de la placa principal del transceptor de HF "Druzhba-M". opcion 2 (Click para agrandar)		Diagrama de cableado de la placa principal del transceptor de HF "Druzhba-M". Opción 3. (Click para agrandar)
Mapa de voltaje y corriente de la placa principal del transceptor HF Druzhba-M. Opción 3 (Click para agrandar)

La placa principal del transceptor HF Druzhba-M tiene tres opciones; en términos de repetibilidad y facilidad de configuración, la segunda y tercera opciones han demostrado ser excelentes. Ambas placas han sido probadas en producción en serie en P.P. "Circuito". Las diferencias entre la segunda y tercera versión de las placas principales están en la ruta de baja frecuencia, por lo que en la segunda el ULF preliminar, el amplificador AGC y el amplificador de micrófono se fabrican en dos microcircuitos de la serie 548UN1, y en la tercera todo Está más simplificado y estos componentes están fabricados en transistores.

El amplificador operacional K548UN1, utilizado en la segunda versión, es un microcircuito de dos canales con un bajo nivel de ruido (2 dB), no es crítico para la inestabilidad y las ondulaciones del voltaje de suministro, se distingue por una pequeña cantidad de accesorios, es accesible y no es caro, pero es muy caprichoso en su configuración, porque tiene una gran variación en los parámetros de un chip a otro. Y, lo más probable, los microcircuitos no tienen nada que ver con eso, y la culpa es de aquellas personas que arrojan a nuestro mercado todo lo que funciona y no funciona. Centrémonos en la versión 3 de la placa principal.

Las primeras etapas de la placa principal del transceptor de HF Druzhba-M: un mezclador de anillo doble balanceado de alto nivel, un amplificador sintetizador de frecuencia de banda ancha (GPD-02), una etapa de adaptación para el mezclador y un filtro de cuarzo de ocho cristales que utiliza un El potente transistor de efecto de campo KP903 (VT 1), las etapas ensambladas en KP350 (VT 2) y KT315 (VT 11) son soluciones de circuitos que todos conocen desde hace mucho tiempo y que han demostrado su eficacia (Ural D-04).

Dos etapas del amplificador están fabricadas en transistores de efecto de campo de bajo ruido y dos puertas KP327 (VT 3 y VT 4). Entre ellos hay un filtro de cuarzo de limpieza de cuatro cristales con cambio de banda de paso (solo para recepción en modo CW) mediante varicaps KV-127, al que se suministra tensión desde el transistor KT315 (VT 19). Ambas cascadas del amplificador están cubiertas por la unidad de control automático.

El modulador - demodulador (segundo mezclador) es un mezclador anular basado en diodos KD922 (KDS523), en cuyo circuito se introduce una resistencia de recorte para simplificar el equilibrio.

El ULF preliminar de dos etapas se fabrica en un transistor de bajo ruido KT3102E (VT 15) con una ganancia de aproximadamente 600 - 800 y KT315 (VT 16). Después de amplificar suficientemente la señal con el ULF preliminar, fue posible utilizar el microcircuito K174UN14 (DD 2) disponible en el ULF final, como dicen los radioaficionados, en modo fácil. El transistor KT815 (VT 17) contiene un interruptor electrónico que se utiliza para evitar la ruta del transceptor de baja frecuencia en modo de transmisión.

El transceptor utiliza el circuito AGC más simple y probado fabricado con transistores de la serie KT3102E (VT 13 y VT 12), en el VT 14 se ensambla un amplificador AGC, cuya señal se suministra desde la primera etapa ULF, lo que elimina la dependencia del funcionamiento del circuito AGC de la posición de la resistencia variable "refuerzo de baja frecuencia". El AGC se apaga poniendo en cortocircuito la base del transistor VT 13 al "caso" no directamente, sino a través de una resistencia de 3,3K, lo que permite protegerte de tu vecino "querido" que "se acercó" a saludar. al kW. En este caso, el AGC funcionará. La base del transistor VT 12 recibe voltaje desde un control manual de ganancia IF a través de un diodo de desacoplamiento, y un dispositivo de 100 µA (medidor S) está conectado al emisor a través de una resistencia de recorte.

Los transistores KP302 (VT 20) y KT646 (VT 21) se utilizan para crear un oscilador de referencia de cuarzo y un amplificador de banda ancha según circuitos estándar probados desde hace mucho tiempo.

El amplificador de micrófono está fabricado con transistores del tipo KT3102E (VT 6, VT 7) con una ganancia de 600 - 800. Sus circuitos de entrada están seleccionados para funcionar con micrófonos dinámicos de los tipos MD-66, MD80, MD382. Cascade en KT815 (VT 5) es un seguidor de emisor.

La energía se suministra a la primera etapa del amplificador de micrófono desde el interruptor SSB/CW a través de un interruptor electrónico al transistor KT361 (VT 8); en el modo “transferencia”, la energía se conecta a la segunda etapa desde el “+TX” autobús.

El generador CW se ensambla en un transistor KT315 (VT 10) según un circuito capacitivo de tres puntos. El generador CW está controlado por una tecla en el transistor KT361 (V 18).

El autocontrol en modo CW se puede implementar de dos maneras: la primera es ensamblar un generador RC (800 - 1000 Hz) en un chip tipo K561LA7 (DD 1), que se activa mediante un nivel lógico alto suministrado al pin 6 desde el colector del transistor VT 6, y desde la salida 10 ya se suministra la señal de sonido a la entrada del chip ULF K174UN7 (DD 2). El nivel de señal deseado se establece mediante una resistencia de recorte. En el segundo método de implementación del autocontrol, la señal del generador CW, a través de un condensador 10H conectado en paralelo con los contactos del relé P2, se suministra al segundo mezclador balanceado, donde se asigna una frecuencia diferencial de 700 - 1100 Hz. , entrando en el camino de baja frecuencia.

La elección de la frecuencia intermedia del transceptor depende del filtro de cuarzo aplicado. La literatura ha descrito repetidamente circuitos y técnicas para fabricar filtros caseros para diversas frecuencias. La placa principal del transceptor Druzhba-M está diseñada para filtros de cuarzo de borrado principal de ocho cristales y de cuatro cristales “Desna” (fc = 8,865 MHz), que se fabrican en Bryansk sobre la base de resonadores de cuarzo del televisor PAL/SECAM. -cajas superiores. Como han demostrado las mediciones, estos cristales de cuarzo tienen un factor de calidad alto, la brecha resonante es de 14 a 20 kHz. Un filtro de cuarzo de ocho cristales fabricado con dichos resonadores tiene los siguientes parámetros:

• Coeficiente de cuadratura en los niveles 6 y 60 dB – 1,5 – 1,7;
• La atenuación más allá de la banda de paso es superior a 80 dB;
• Desigualdad en la banda de paso – 1,5 - 2 dB;
• Ancho de banda de 6 dB – 2,4 kHz;
• Impedancia de entrada y salida 200 - 270 Ohmios.

El circuito para formar el modo RX / TX se realiza sobre un relé RES-49 (REK-23) con un voltaje de funcionamiento no superior a 12 voltios. Todas las conexiones externas desde la placa principal se realizan a través de dos conectores X1 y X2.

¿La placa principal mide 105? 260 mm y fabricado en laminado de fibra de vidrio de doble cara con un espesor de 1,5 - 2 mm. La lámina del lado de instalación de r/elements se deja y sirve como “tierra” común, que se duplica en el lado de los conductores impresos. Esto se hace para facilitar la instalación, pero hay que tener en cuenta que algunos elementos r se alimentan de tierra a través de los terminales del cuerpo de los filtros de cuarzo, los cuales deben soldarse cuidadosamente. Las carcasas de los resonadores de cuarzo y el filtro de cuarzo deben conectarse a la carcasa para eliminar el zumbido de CA y el efecto del micrófono.

Todos los contornos están realizados sobre marcos lisos con un diámetro de 5 a 5,5 mm con núcleos de tuning tipo SCR. Las bobinas L1, L2, L 4, L 5, L 6, L 7 están encerradas en una pantalla. Los datos del devanado se muestran en el diagrama de cableado. Choques de alta frecuencia: tipo DM, DPM con una corriente nominal de al menos 0,1 A. Conectores X1, X2 de televisores 3USTST. Conectores: “Mkf”, “Tel. llave”, “Pedal” - SG-5, diseñado para instalación en placas de circuito impreso. Resistencias fijas tipo MLT-0.125, MLT-0.25, substr. resistencias - SP3-38, condensadores tipo K10-7V o KM. Relés de tipo RES-49, REK-23 para tensión de funcionamiento 18V.

Filtros de paso de banda, UHF, ATT

El transceptor Druzhba-M utiliza filtros de paso de banda de doble circuito (BPF), que se conmutan mediante un relé. El uso de relés para conmutar PF y ATT se debe al deseo de lograr el rango dinámico más alto posible y reducir las dimensiones de diseño de todo el transceptor.

Los filtros de paso de banda, UHF y ATT conmutables se realizan en una placa de circuito impreso con dimensiones de 180 x 75 mm. La lámina del lado de instalación de las piezas queda izquierda y actúa como un cable común. Los agujeros del lado de la lámina deben estar avellanados. La placa se conecta al circuito transceptor general mediante dos conectores.

Los contornos de los filtros de paso de banda están realizados sobre marcos lisos con un diámetro de 5,5 mm con núcleos de sintonización del tipo SCR (de SB-12A) con rosca M4. Los circuitos de las gamas de 1,9 y 3,5 MHz se enrollan en masa por secciones, en las demás gamas vuelta a vuelta. Las bobinas de comunicación se enrollan encima de las bobinas de contorno aproximadamente en el centro. Los datos del devanado se dan en la Tabla 1.

Un amplificador de alta frecuencia (UHF) es un amplificador de banda ancha basado en un transistor KT646, cuya carga es un autotransformador fabricado sobre un anillo de ferrita con una permeabilidad de 600 - 1000 y unas dimensiones de 10 x 6 x 4,5 (10x6x5). Los devanados contienen 7 vueltas cada uno, están enrollados simultáneamente con dos conductores PELSHO-031 - 0,35 (PEV-2 0,31 - 0,35) retorcidos entre sí. El paso de torsión es de 10 mm.

La retroalimentación negativa dependiente de la frecuencia en el circuito emisor del transistor V T1 (KT646) afecta la ganancia a una frecuencia de 22 - 24 MHz. La corriente de reposo de la cascada es de 20 – 25 mA.

Tabla 1.

El amplificador de alta frecuencia se enciende solo en el modo "RX" aplicando voltaje a los relés P22 y P23 a través del interruptor "UHF" en el panel frontal del transceptor desde el bus "+RX". En modo TX, la derivación se habilita automáticamente.

El atenuador por pasos de 20 dB está fabricado en una resistencia P-link. El atenuador se controla mediante un interruptor en el panel frontal del transceptor y el P-link se conmuta mediante los contactos de relé P19, P20.

Para circuitos de conmutación de circuitos de banda PF, circuitos ATT y UHF se utilizan relés de tipo RES-49 o REK-23 con un voltaje de funcionamiento de 27V, y circuitos RX / TX de relés de tipo RES-49 o REK-23 con un voltaje de funcionamiento de 18 V, como ha demostrado la práctica, son excelentes. Funcionan entre 9 y 10 V y prácticamente no se calientan como los relés de doce voltios. Condensadores: resistencias tipo K10-7V o KM, KT, KD, MLT-0,25. Conectores X1, X2 de televisores 3USTST.

Filtros de paso bajo

Para filtrar los armónicos en la salida del amplificador de potencia, se utilizan seis filtros de paso bajo (LPF) de dos etapas. La conmutación de las secciones del filtro al pasar de un rango a otro se realiza mediante relés del tipo RES-49, REK-23, con una tensión de funcionamiento de 27V, además del relé P1, este es un relé de 18V. Los rangos de 7 y 10 MHz, 18 y 21 MHz, 24 y 28 MHz están combinados y tienen filtros de paso bajo comunes, los relés de estos rangos se conmutan mediante un decodificador de diodos.

Los filtros de paso bajo están montados en una placa de circuito impreso de una cara de 95x90 mm. La lámina del lado de instalación de las piezas queda izquierda y actúa como un cable común. Los agujeros del lado de la lámina deben estar avellanados.

Para fabricar filtros de paso bajo se utilizan mitades (copas) de núcleos SB-12A, que se utilizan como anillo sin modificaciones. Los datos de devanado de los inductores se dan en la Tabla 2.

El filtro de paso bajo utiliza condensadores del tipo K10-7V o KM y una resistencia de recorte: SP3-38. Conector X1 de televisores 3USTST.

Tabla 2.

Amplificador de potencia 10W

El amplificador de potencia de banda ancha descrito permite obtener una potencia máxima de aproximadamente 8 -12 W en una carga de 50 ohmios con un voltaje de entrada de aproximadamente 100 mV. La desigualdad de la respuesta amplitud-frecuencia del PA no supera los 0,5 dB en la banda de frecuencia de 1 a 40 MHz.

La señal de radiofrecuencia de los filtros de paso de banda se suministra a la base del transistor V T1 tipo KT646, en el que se implementa la primera etapa de PA. El circuito colector del transistor incluye un transformador de banda ancha TP1, realizado sobre un anillo de ferrita con una permeabilidad de 600 - 1000, dimensiones 10 x 6 x 5 (10x6x2). Los devanados contienen 7 vueltas cada uno, están enrollados simultáneamente con dos conductores PESHO - 0,31 - 0,35 (PEV-2 0,31 - 0,35) retorcidos entre sí. El paso de torsión es de 10 mm. La corriente de reposo en cascada es de 20 a 30 mA.

El transistor tipo KT920A (V T2) se utiliza como etapa amplificadora preterminal que funciona en modo clase AB. El voltaje de polarización lo establece el diodo KD208 (VD 1). La corriente de reposo de la cascada de 40 - 50 mA se establece seleccionando la resistencia R 7. Las resistencias R 9 y R 10 forman un circuito de retroalimentación negativa que aumenta la linealidad de la respuesta de frecuencia y la estabilidad de la cascada. Si es necesario, la respuesta de frecuencia se puede ajustar seleccionando los elementos C7, R 8. La carga de la cascada es un transformador de banda ancha TP2, fabricado sobre anillos de ferrita con una permeabilidad de 600 - 1000, dimensiones 10x6 x 4,5 (10x6x5), que son colocado en tres anillos sobre dos tubos de latón (cobre) de 20 a 22 mm de largo con un diámetro exterior de 6 mm. Se insertan tubos con anillos de 28x14 mm en los orificios de las mejillas, hechos de una lámina de fibra de vidrio de un lado con un espesor de 1,5 a 2 mm. Los extremos de los tubos están soldados. En una de las mejillas, la lámina conecta eléctricamente los extremos de los tubos y en la otra forma dos plataformas. Así, los tubos con una trayectoria conductora en la mejilla forman una bobina volumétrica que está conectada al colector del transistor. El devanado de salida contiene dos vueltas de cable tipo MGTF - 0,35 (MG o MGShV - 0,35), estiradas dentro de los tubos (ver figura).

La etapa final del PA se ensambla según un circuito push-pull utilizando transistores VT 3, VT 4 del tipo KT920B. El voltaje de polarización lo establece el diodo KD208 (VD 2). La corriente de reposo de 110 - 130 mA se establece seleccionando la resistencia R 11. Para estabilizar térmicamente el modo de funcionamiento de la cascada, el diodo VD 2 tiene contacto térmico con el transistor V T4, a medida que se calienta, la tensión de polarización de los transistores terminales disminuye , que evita el crecimiento de la corriente de reposo de los transistores VT 3, VT 4.

Los circuitos de corrección C 11, R 13 y C13, R 15 reducen la ganancia en la región de baja frecuencia y C16, junto con el devanado primario TP3, eleva la respuesta de frecuencia cerca del límite superior del rango de frecuencia operativa. La carga de la etapa final del PA es un transformador de banda ancha TP3, fabricado de manera similar al TP2, solo que en el brazo de cada tubo (su longitud es de 25 a 27 mm) hay cuatro anillos de ferrita con una permeabilidad de 600 a 1000, dimensiones : 10x6x4,5 (10x6x5). La corriente máxima de la etapa de salida es de 2,2 - 2,4 A.

Es posible utilizar los siguientes tipos de transistores de salida: KT922B, KT921B, para ello es necesario alimentar la etapa de salida del PA desde el bus +18V.

Estructuralmente, el amplificador de potencia está fabricado sobre una placa de circuito impreso de doble cara de 130 x 72 mm. Los transistores VT 2, VT 3, VT 4 se instalan en un radiador común: una placa de duraluminio de 3 mm de espesor. Las mejillas de los transformadores TP2 y TP3 están soldadas directamente a los conductores del circuito impreso de la placa. Para la fabricación de estranguladores L 1 - L 3, se utilizan anillos de ferrita con una permeabilidad de 600 - 1000 con dimensiones: 10x6x2 (10x6x3), L 1 y L 2 contienen de 8 a 10 vueltas de alambre PESHO - 0,31 y L 3 7 vueltas de cable MGTF-0, 35 (MG o MGShV-0.35). En UM se utilizan resistencias MLT-0.25, MLT-1 (R 7, R 11), condensadores: C9, C15, C19 - K50-35, el resto - K10-7V o KM.

Unidad de fuente de alimentación (PSU).

La base de la fuente de alimentación es un transformador con núcleo toroidal. Proporciona un voltaje en los devanados secundarios de 2 x 16 V. Dos estabilizadores de voltaje de +12 V y +5 V se basan en microcircuitos de la serie KR142. Los circuitos de conmutación para estabilizadores MS no tienen características especiales. Entre la entrada y salida del estabilizador de +12 V (KR142EN8B), se conecta un transistor regulador VT 1 (KT818), que permite aumentar la corriente del estabilizador a 3 - 4 A.

Todos los elementos de la fuente de alimentación, a excepción del KT818, están instalados en la placa de la fuente de alimentación. Las partes roscadas de los diodos KD206 se pasan por los orificios de la placa y se fijan con tuercas M5. A continuación, se instala la placa en el chasis cerca del transformador, las partes restantes de los pernos KD206 pasan por los orificios correspondientes y se fijan debajo del chasis con otro par de tuercas M5. Los pines de los microcircuitos están doblados de tal manera que estos últimos se pueden fijar con tornillos M3 en el chasis al lado de la placa. El transistor regulador KT818 se instala a través de una junta de mica en la pared trasera de la caja y se conecta a la placa de alimentación mediante un mazo de tres cables.

El voltaje de +5V se utiliza para alimentar el sintetizador y la balanza digital Makeevskaya. En el caso de utilizar GPD-02, la etapa central se alimenta desde el GPA y no es necesario instalar el estabilizador de +5 V. La fuente de +12 V alimenta todos los circuitos principales del transceptor. El voltaje no estabilizado +18V se usa para alimentar los relés en las placas PF y LPF y el amplificador de potencia UM-10 cuando se usan como transistores de salida de los siguientes tipos: KT922B, KT921B.

Sintetizador de frecuencia (MF)

Este sintetizador de frecuencia está diseñado para el transceptor Kontur-116. En este sintetizador, las frecuencias operativas de salida se forman como resultado de la conversión de frecuencia coherente de un autooscilador altamente estable, que no se conmuta y no cambia su frecuencia al pasar de un rango a otro. Esto le permite obtener una estabilidad bastante alta de la frecuencia de funcionamiento.

El diagrama de bloques del sintetizador de frecuencia se muestra en la figura y contiene los siguientes grupos funcionales:

• A1, A2 – Seguidores del emisor;
• A3 – Amplificador de potencia del oscilador local;
• U1 – Primer mezclador;
• G1 – Generador de rango suave - unidad de control del sintetizador (BUS);
• G2 – Oscilador de cristal de 10 MHz;
• E1 – Interruptor;
• Z1 – filtro de paso de banda IF;
• U2 – Divisor de frecuencia;
• G3, G4, G5, G6 – Generadores controlados por voltaje en varicaps (VCO);
• U3 – Detector;
• Z2 – Filtro de paso bajo (LPF);
• A4 – Amplificador - limitador;
• U4 – Convertidor de nivel (LC);
• U5 – divisor de frecuencia con coeficiente variable (FPD);
• U6 – Detector de fase de frecuencia (FPD);
• A5 – Amplificador integrador CC (CC).

Consideremos el funcionamiento del circuito sintetizador.

Sea la frecuencia intermedia 8,865 MHz. El generador de rango suave G 1 genera un voltaje con una frecuencia de 5,135 - 5,865 MHz, que se suministra a través del interruptor E 1 al mezclador U 1. El mismo mezclador recibe un voltaje con una frecuencia de 10 MHz desde el oscilador de cuarzo. G 2. El filtro de paso de banda Z 1 instalado en la salida del mezclador U 1, asigna una banda de frecuencia de 15,135 - 15,865 MHz. La frecuencia seleccionada se envía al mezclador U 3, donde se mezcla con la señal proveniente del VCO del rango correspondiente. Un voltaje de frecuencia diferencial de 0,5 a 6 MHz pasa a través de un filtro de paso bajo Z 2, un amplificador A 4 y se suministra a un divisor de frecuencia U 5 con una relación de división variable (DPKD). El coeficiente de división DPKD depende del rango y está determinado por el codificador E 2, que recibe +12 V del interruptor de rango. Después del divisor de frecuencia U 5, se suministra una tensión con una frecuencia de aproximadamente 500 kHz a la entrada del detector de fase de frecuencia U 6. Al mismo tiempo, se aplica una tensión de frecuencia de referencia de 500 kHz a la otra entrada del PFD, obtenido dividiendo por 20 el divisor de frecuencia U 2 del voltaje con una frecuencia de 10 MHz proveniente del generador de cuarzo G 1. Como resultado de la interacción de estas frecuencias, se libera una señal de desajuste de pulso en la fase de frecuencia. detector U 6, que se integra y amplifica mediante el amplificador de corriente continua A5, y luego se suministra como tensión de control al varicap del VCO correspondiente. En el rango de 14 MHz, el voltaje con una frecuencia de 5,135 - 5,865 MHz desde el generador de rango suave G 1 no se suministra al circuito del sintetizador, sino a través del interruptor E 1 y el amplificador de potencia del oscilador local A 3 se suministra directamente a la salida del sintetizador. La distribución de frecuencia f 1, f2, f3, f4, así como los coeficientes de división “n” DPKD para f f = 8,865 MHz se dan en la Tabla 3.

La señal de salida del sintetizador de frecuencia se toma del amplificador de potencia A 3. Su composición espectral es bastante pura, es decir. no contiene las frecuencias originales involucradas en la formación y puede enviarse directamente al mezclador del transceptor. Frecuencia del sintetizador en rangos 1,8; 3,5; 7; 10 MHz es mayor que la frecuencia de la señal recibida, el resto es menor que la frecuencia de la señal recibida. Esto logra la recepción y transmisión de la banda lateral deseada sin cambiar la frecuencia del oscilador de referencia.

Diagrama esquemático del VCO del sintetizador transceptor de HF Kontur-116. (Click para agrandar)		Esquema de cableado de la placa VCO del sintetizador transceptor de HF "Kontur-116".
Diagrama esquemático de la unidad de procesamiento de frecuencia del sintetizador transceptor de HF "Kontur-116". (Click para agrandar)		Diagrama de cableado de la unidad de procesamiento de frecuencia del sintetizador transceptor de HF "Kontur-116". (Click para agrandar)
Esquema de cableado y placa de circuito impreso del sintetizador GPA del transceptor de HF "Kontur-116". (Click para agrandar)		Diagrama de conexiones entre placas del sintetizador transceptor de HF "Kontur-116". (Click para agrandar)
Dibujo de la carcasa de la unidad GPA del sintetizador transceptor HF Druzhba-M. (Click para agrandar)

Todos los elementos del sintetizador están ubicados en dos placas de circuito impreso de 170x78 mm.

• Placa de oscilador controlado por voltaje (VCO);
• Placa de unidad de procesamiento de frecuencia (FPU).

El sintetizador está montado sobre un chasis en forma de U de medidas 180x85x30 mm, con la placa VCO situada encima del chasis, y la placa BOCH debajo del chasis, elementos hacia abajo. Las placas están conectadas entre sí mediante dos pares de cables trenzados y un cable de ocho núcleos según el diagrama de cableado.

El bloque generador de rango suave del transceptor Kontur-116 está fabricado en una caja de aluminio con unas dimensiones de 100x50x45 mm. El diagrama esquemático se muestra en el álbum, como elemento de control se utiliza un condensador variable de 2 secciones de pequeño tamaño del receptor de radio VEF-Sigma. Llamamos la atención de los radioaficionados que deseen montar un sintetizador que el diseño y el diseño del circuito de la unidad GPA pueden ser cualquier cosa. En la literatura de radioaficionados se han publicado muchos circuitos generadores simples y complejos. Al elegir un esquema, es necesario prestar atención a los siguientes requisitos:

• Alta estabilidad;
• Rango de frecuencia: 5,130 – 5,870 MHz;
• Voltaje de salida - 0,25 - 0,3 V, ajustable;
• La presencia de una cascada de amortiguación que proporciona un buen aislamiento entre el generador y la carga;
• Disponibilidad de desafinación y, si se desea, DAC.

En la carcasa del transceptor Druzhba-M, el sintetizador está instalado en la partición interna de la carcasa y la unidad de control (BUS) está montada en el panel frontal.

El sintetizador Kontur-116 se produce en P.P. "Contorno" en Jarkov.

Bloque generador de rango suave (GPA - 02).

El transceptor Druzhba-M prevé la instalación tanto del sintetizador del transceptor Kontur-116 producido anteriormente como de la unidad GPD-02, que tiene las mismas dimensiones geométricas y tipo de montaje con la unidad de control (BUS) del sintetizador. Esto le permite utilizar un VFO más económico sin modificaciones, en lugar de un sintetizador costoso, y el circuito de control automático de frecuencia digital (DAFC), implementado cuando se usa la balanza digital Makeevskaya, le permite trabajar no solo con SSB y CW, sino también con Modos digitales de comunicación.

El generador de rango suave (GPA - 02) está construido sobre la base de un generador de HF que utiliza un circuito inductivo de tres puntos que opera en frecuencias de 15 a 26 MHz. Las frecuencias requeridas se forman dividiendo las frecuencias anteriores por 1, 2, 4 usando microcircuitos. La conmutación de los condensadores de frecuencia se realiza mediante contactos de cuatro relés del tipo: RES-49, REK-23. Los relés están conectados al interruptor de rango mediante un interruptor de diodo.

El generador se alimenta desde el estabilizador de voltaje del K142EN8A MS y los microcircuitos divisores del K142EN5A.

En el divisor del bloque GPD-02, los microcircuitos de las series 155, 531 funcionan perfectamente. En el caso de utilizar las series 1531, 1533 de mayor frecuencia, el transistor de efecto de campo VT 4 está excluido del circuito (reemplazado por un puente), y en lugar de una resistencia de 1M, se instala una de 10K.

Los transistores VT 1-VT 3 (KT315) se utilizan para ensamblar un circuito de encendido y apagado electrónico para "dessintonización". Las teclas se controlan mediante el envío de señales: “DF” desde la central (on/off “Detunes”) y desde la placa principal “+TX” (off “Detunes” en modo “Transfer”).

La unidad GPA está fabricada en una caja metálica de 90 x 50 x 60 mm. En su interior se encuentran: un generador, un condensador variable, un inductor, un relé, condensadores de ajuste de frecuencia y elementos de desafinación de frecuencia. Todos los demás elementos están instalados en la placa de circuito impreso. La placa de circuito impreso está unida a la pared trasera de la carcasa del bloque (ver figura) y está conectada a los elementos ubicados en la carcasa mediante 6 conductores: 4 relés de control (puntos A, B, C, D) y 2 (puntos P , C) para varicaps: desafinación y CAPC. La fuente de alimentación del generador y su salida se retiran de la placa y se suministran a la placa a través de dos orificios en la carcasa, utilizando terminales de resistencias de 220 ohmios y 1 M (10 K para MS 1531).

La bobina L1 se fabrica sobre un marco nervado con un diámetro de d = 18 mm. y contiene 10 vueltas de cable PSR - 0,8 con un grifo de 4 vueltas, contando desde la parte inferior del diagrama.

No se proporcionan datos sobre los condensadores de ajuste de frecuencia de la unidad GPA, ya que sus valores pueden variar dentro de amplios límites y dependen de la capacitancia de instalación y la inductancia de la bobina L1 aplicada. El GPA utiliza resistencias MLT-0.25, MLT-0.125, condensadores: K10-7V o KM, condensadores de ajuste de frecuencia del tipo KT, azules o marcados como M47. Condensador variable de un receptor de radio VEF-Sigma de dos secciones con una capacidad de 16 a 225 pf. Condensadores trimmer tipo KPVM-2. Conectores X1, X2 de televisores 3USTST. Relé RES-49 o REK-23 (18 V).

Balanza digital (DS).

El producto terminado se utiliza como balanza digital: TsSh "Makeevskaya". El dispositivo se basa en un microcontrolador que proporciona una amplia funcionalidad. El CS puede funcionar en tres modos:

• balanza digital con tres entradas de frecuencia;
• báscula digital con una entrada y FI “cableada”;
• medidor de frecuencia

Para estabilizar la frecuencia del transceptor GPA-02, existe una función de control automático de frecuencia digital (DAFC). El tablero de control central de Makeevskaya está fabricado en dos tableros: medición e indicación. Después de instalar la báscula digital en el transceptor, debe:

• habilitar el modo de funcionamiento con una entrada (el puente P1 no está soldado);
• en modo frecuencímetro (escribir IF = 00 000 0) en la placa principal del transceptor, mida la frecuencia del oscilador de referencia de cuarzo (CR);
• escriba el valor resultante de la frecuencia COG en la memoria CS.

La escuela central Makeevskaya almacena dos frecuencias intermedias. El IF se puede reescribir usando dos botones que están soldados temporalmente, uno al pin 10 (el botón "PT") y el segundo al pin 9 (el botón "+1"). Los botones deben estar "bloqueados". El segundo pin de los botones está conectado a tierra. Para registrar el primer valor IF, debe: desconectar el pin 8 de los circuitos del transceptor, presionar el botón “RT”, encender el suministro de energía al interruptor central (transceptor) y soltar el botón “RT”. Todos los ceros se muestran en el indicador TsSh y el último dígito parpadea. Al presionar el botón “+1”, establezca el número requerido (valores de frecuencia COG) en lugar del cero parpadeante. Luego presione el botón “PT”, el siguiente dígito comenzará a parpadear. Después de configurar todos los números, presione el botón "PT" varias veces. Para registrar el segundo valor IF, cierre el pin 8 a tierra y repita la grabación.

Diseño de transceptor (Vivienda).

La parte mecánica del transceptor Druzhba-M es un chasis (acero de 0,8 - 1 mm), que también sirve como base de la carcasa. En el chasis se montan verticalmente dos tabiques transversales y uno longitudinal con una altura de 100 mm. La placa del transceptor principal está instalada en la partición derecha, y en la izquierda hay una placa de aluminio de 2 a 3 mm de espesor: un radiador, al que se unen la placa del amplificador de potencia y la placa del filtro de paso bajo. En la partición longitudinal se instala una placa de filtros de paso de banda con ATT y UHF en el lado exterior y un bloque sintetizador de frecuencia en el lado interior. La placa de alimentación se instala en el chasis cerca del transformador, las partes restantes de los pernos KD206 pasan por los orificios correspondientes y se fijan debajo del chasis con otro par de tuercas M5. Los paneles frontal (frontal) y trasero (d/aluminio, t = 2–3 mm) se fijan a las particiones transversales mediante tornillos. Los paneles tienen orificios fresados ​​para conectores de baja y alta frecuencia, un fusible, interruptores, indicadores de báscula digital y un cable de alimentación. Toda esta estructura se cierra con una tapa metálica en forma de U. t = 0,8-1 mm. Las dimensiones del cuerpo del transceptor Druzhba-M son 290 x 280 x 110 mm.

Del diseño nonio (de R-311 o similar), cuando se instala en el panel frontal, se retira la brida de tres dedos con orificios de montaje y en su lugar se instala una placa de aluminio t = 2 mm, que se fija al panel frontal. utilizando cuatro tornillos M3. Se utiliza un interruptor de rango tipo PM-11-3N (4N) o PG-3-11-3N (4N), microinterruptores (importados) - para 2 o 3 posiciones (ver diagrama), para 2 direcciones. Dispositivo S – medidor tipo M4248 (100 µA). Resistencias variables SP3-4a.

Configurando el transceptor.

El transceptor Druzhba-M no contiene diseños de circuitos originales y la configuración de los componentes individuales se ha descrito repetidamente en la literatura de radioaficionados.

Antes de instalar elementos de radio en las placas, es necesario verificar su capacidad de servicio y cumplimiento de las clasificaciones; esto es una garantía de que el circuito funcionará, al menos de alguna manera, y solo necesitará ajuste. Llamo la atención sobre la fabricación correcta y de alta calidad de los transformadores de banda ancha (especialmente observando la polaridad al conectar los devanados de los transformadores HF), circuitos PF e IF.

Primero, cada placa se configura por separado. Para ello, se utiliza una fuente de alimentación separada y los instrumentos necesarios: generadores de baja y alta frecuencia, un frecuencímetro, un osciloscopio, un voltímetro. Antes de encender las placas, compruebe cuidadosamente la correcta instalación. Todas las resistencias de recorte están configuradas al valor de resistencia máximo.

Unidad de poder. El voltaje en la salida de los microcircuitos estabilizadores debe estar dentro de los siguientes límites:

• K142EN5A – 4,9 - 5,1 V;
• K142EN8B – 11,7 – 12,5V.

Tablero principal. Después de encender la fuente de alimentación, verifique la unidad de conmutación de recepción-transmisión (en modo RX en el bus TX, el voltaje debe ser igual a 0 y viceversa, en modo TX, RX = 0).

Utilizando un generador de baja frecuencia y un osciloscopio, se verifica el paso de una señal no distorsionada (1000 Hz) en las cascadas de la ruta de baja frecuencia del transceptor.

Muy a menudo, los matices al iniciar la placa principal surgen de la correcta inclusión del transformador TP4 en el circuito. Esto es fácil de comprobar; si al desconectar la salida de uno de los devanados TP4 de la resistencia de 56 Ohm, el nivel de señal en la salida de la placa principal disminuye, entonces TP4 se enciende correctamente; si aumenta, entonces Es necesario intercambiar los terminales de este devanado.

Los modos de las cascadas del tablero principal para corriente continua y niveles de voltaje de RF se dan en el mapa de voltaje y corriente.

Configurando el sintetizador.

Antes de instalar elementos de radio en las placas, debe verificar su capacidad de servicio y cumplimiento de las clasificaciones; esta es la garantía de que el circuito funcionará y solo necesitará ajustes. Preste atención a la fabricación correcta y de alta calidad de los transformadores de banda ancha (especialmente el cumplimiento de las fases al conectar los devanados) y los circuitos.

Primero, cada placa se configura por separado. Para ello, se utiliza una fuente de alimentación separada de 12 y 5 voltios, una fuente de voltaje ajustable de 0-12 voltios e instrumentos de medición: generador de RF (HFG), frecuencímetro, osciloscopio, voltímetro. Antes de encender las placas, compruebe cuidadosamente la correcta instalación.

Configuración de la placa VCO.

La placa se alimenta con +12 Voltios (pin 13 del conector XS 1) y encendiendo alternativamente los rangos (suministrando +12 Voltios a los pines 1-11 del conector XS 1) verifica el funcionamiento del codificador de diodos. El número en el código binario en los pines 2, 3, 4, 5 del conector XS 5 debe corresponder al factor de división “n” del DPKD (ver Tabla 1). Cuando se encienden los rangos de 1,8, 3,5, 7, 10 MHz, debería aparecer un voltaje de 0,7 voltios en la base del transistor VT 7. A continuación, se comprueba secuencialmente el funcionamiento de los VCO. El “control” del pin 1 del conector XS 5 se alimenta con un voltaje de 0-12 voltios desde una fuente de voltaje regulada externa. Al girar los núcleos de las bobinas L 1-L 4, aseguramos que cuando cambia el voltaje de control en los varicaps, la frecuencia en la salida de los VCO cambia dentro de los límites indicados en la Tabla 1. Usando resistencias de recorte R 11, R 26 , R 35, R 41, logramos el mismo voltaje en la salida de los VCO ( aproximadamente 1,7-2 V). Luego se verifica el funcionamiento del interruptor electrónico. Se suministra una señal con una frecuencia de 5,1-5,9 MHz y un nivel de 0,25-0,3 V al pin 1 “GPA” del conector XS 2 del GPA o GSS, conmutando rangos, asegurándose de que en el rango de 14 MHz esta señal se suministra a la base 3 del VT, y en otras bandas va a la placa de la unidad de procesamiento de frecuencia (FPU).

Configuración de la placa BOCH.

Es conveniente configurar la placa BOCH junto con una placa VCO ya configurada. Las placas se conectan mediante conectores XS 1 (BARREL) a XS 5 (VCO) según el esquema eléctrico (ver álbum). Suministro +12 V (pin 13 del conector XS 1) y +5 V (pin 14 del conector XS 1).

Primero, verifican el funcionamiento del oscilador de cuarzo y sintonizan el circuito L 5 en resonancia, logrando un voltaje máximo (aproximadamente 0,35 V) con una frecuencia de 10 MHz en el punto de control Kt8.

A continuación, verifique el funcionamiento del divisor en los microcircuitos DD 2 y DD 5 con un factor de división fijo por 20. En el punto de control Kt6 debe haber una onda cuadrada con un ciclo de trabajo de 1, una frecuencia de 500 kHz y un voltaje. de 5 V. Luego, en la entrada del mezclador (pin 1) en los transistores VT 1 y VT 2 del GPA o GSS, suministramos una señal con una frecuencia de 5,1-5,9 MHz a un nivel de 0,25-0,3 V y configuramos el paso de banda filtrar L 1, C10, C11, L 2, C12 a la banda de frecuencia 15,1-15,9 MHz. Si observa la respuesta de frecuencia, debería ver claramente dos "jorobas" con una caída del 10-20% en la región de frecuencia de 15,5 MHz. El voltaje en el punto de prueba Kt2 debe ser de 0,18 a 0,22 V.

Comprobamos el funcionamiento del seguidor emisor-fuente. Para hacer esto, los contactos 3-4 se conectan con un "par trenzado" en las placas VCO y BOCH. La puerta VT 3 recibe una señal de cualquier VCO. La tensión en el punto de control Kt1 debe ser de aproximadamente 1 V.

A continuación, verifique el funcionamiento del mezclador de diodos VD 3-VD 6 y el filtro de paso bajo en los elementos C 13, L3, C14, L 4, C 17. En la salida del filtro de paso bajo (punto de control Kt3) hay Debe haber una diferencia de voltaje de frecuencia de 0,5 a 6 MHz con un valor efectivo de 0,1 a 0,15 V.

El siguiente paso es verificar el amplificador-limitador en los transistores VT 6 y VT 7 y el divisor de frecuencia con una relación de división variable (DPKD) en el chip DD 4. En el punto de control Kt4 debe haber una diferencia de voltaje de frecuencia de 0,5- 6 MHz con una amplitud de 5 V, y en el punto de control Kt5 se observan “agujas” de polaridad inversa con un período de 2 μs, una frecuencia de 500 kHz y una amplitud de 5 V.

Finalmente, verifique el funcionamiento del detector de fase de frecuencia, realizado en los microcircuitos DD 6, DD 7, DD 8, DD 9, y el amplificador integrador en los transistores VT 8-VT 9. Para ello, abra el circuito de "control", encienda el rango de 7 MHz y, cambiando la frecuencia del GPA (GSS), observe la señal en el punto de control Kt5, mientras simultáneamente fija el voltaje en el colector del transistor VT 10. Tan pronto como finalice el período de las “agujas " en el punto de control Kt5 es de 2 μs, el voltaje en el colector del transistor VT 10 cambiará del estado lógico "0" (aproximadamente 0,3 V) al estado lógico "1" (aproximadamente 8 V) y viceversa. Se restablece el circuito de “control” y se ajustan los circuitos VCO L 1-L 4 para cambiar la frecuencia de acuerdo con la Tabla 1, pero con el voltaje de control real proveniente de la placa BOCH. Cabe señalar que al conectar la salida del sintetizador a un mezclador específico, el voltaje de control del VCO puede cambiar. Por lo tanto, la operación de ajuste de los circuitos VCO L 1-L 4 debe realizarse nuevamente con el mezclador conectado.

Filtros paso banda y amplificador UHF, ATT. El ajuste se realiza mediante un generador de alta frecuencia (HFG) y un voltímetro o según las lecturas de un medidor S. El ajuste del PF debe realizarse al reestructurar el GSS dentro de cada rango. Con el ajuste correcto, que se logra desafinando ligeramente sus contornos hacia arriba y hacia abajo desde los límites del rango, las lecturas del dispositivo S-meter a un voltaje constante del GSS y su ajuste dentro de cada rango no deben cambiar en no más de 10 - 20 μA (la escala completa del dispositivo S-meter 100uA).

La corriente a través del transistor KT646 de la cascada UHF debe ser de 20 a 25 mA. La respuesta de frecuencia se puede ajustar a la ganancia máxima en el rango de 10 metros seleccionando un condensador en el circuito emisor.

Filtros de paso bajo. Si las piezas están en buen estado de funcionamiento y los filtros de paso bajo están instalados correctamente, no es necesario ajustarlos. Una resistencia de ajuste de 100 K establece el valor límite de las lecturas del instrumento (medidor S) en el modo de medición de potencia.

Bloque GPD-02. Esta es la parte más difícil y responsable de la configuración. La estabilidad de todo el transceptor depende de la minuciosidad de su implementación. La configuración de la unidad GPA comienza con la verificación de la funcionalidad de los elementos ubicados en la placa de circuito impreso. Para ello, se suministran tensiones de alimentación y control a los terminales correspondientes de los conectores X2 y X3 (ver diagrama). A la entrada del divisor con GSS se suministra una señal de RF con una frecuencia de 10 a 20 MHz con un nivel de 1 - 3V, a la salida se conecta un frecuencímetro (en este caso se necesita como indicador). Al cambiar los rangos de 1,9 a 28 en consecuencia, se comprueba el funcionamiento del divisor. El frecuencímetro, dependiendo del rango habilitado, deberá mostrar el valor de frecuencia aplicado a la entrada del divisor, dividido por 2; 2; 1; 1; 4; 2; 2; 1; 1 (con orden de conmutación de rango 1,9; 3,5; 7; … 28).

Para reducir el exceso de frecuencia inicial al encender el transceptor, es necesario que la corriente a través del transistor oscilador maestro no sea superior a 1,2 mA. Para hacer esto, debe seleccionar cuidadosamente los transistores KP303.

• conector X1 - instale el puente 1-4;
• cambie el interruptor “CAFC” “delta F” a la posición “Apagado”;
• interruptor de rango – “3.5” o “21” y cambiando la capacitancia C1 establezca el valor de frecuencia = 12127 kHz en la salida de la unidad GPA;
• interruptor de rango – “14” y cambiando la capacitancia C2 establezca el valor de la frecuencia de salida = 5127 kHz;
• el condensador variable se mueve suavemente a la posición de capacitancia mínima y se observan las lecturas del frecuencímetro; la frecuencia debe cambiar suavemente a un valor de 5500 - 5530 kHz sin interrupciones. Si hubiera interrupciones o cambios bruscos de frecuencia, revisar el capacitor variable por cortocircuitos de las placas. El valor de frecuencia final es 5500 - 5530 kHz, esto significa que el estiramiento en todos los rangos es correcto;
• condensador variable introducido (capacidad máxima);
• interruptor de rango – “7” y cambiando la capacitancia C3 establezca el valor de la frecuencia de salida = 15853 kHz;
• interruptor de rango – “18” y cambiando la capacitancia C4 establezca el valor de la frecuencia de salida = 9195 kHz;
• interruptor de rango – “28” y cambiando la capacitancia C5 establezca el valor de la frecuencia de salida = 19127 kHz;
• interruptor de rango - “3.5” o “21” y cambiando la capacitancia C1, ajuste el valor de frecuencia en la salida de la unidad GPA = 12127 kHz;
• verifique el funcionamiento de la "Dessintonización", la frecuencia debe cambiar dentro de los 10 kHz, y al cambiar al modo "Transferencia", tome el valor original.

Amplificador. La configuración de un amplificador, dado el alto costo actual de los transistores KT920, comienza con verificar la instalación correcta y luego conmutar cuidadosamente en cascada y verificar los modos de funcionamiento de los transistores. No se requiere una selección especial de transistores de salida, pero es deseable que sean del mismo lote. Cuando se utilizan elementos de radio reparables y sus clasificaciones indicadas en el diagrama del circuito, el amplificador comienza a funcionar inmediatamente y solo requiere ajuste de la corriente de reposo y la respuesta de frecuencia. Los modos de funcionamiento de las cascadas PA para corriente continua se detallan en el diagrama del circuito.

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6. Tarasov A. Una vez más sobre el Ural-84M. – Radioaficionado 1995 N° 7
7. Borovsky V. Manual de diseño de circuitos para radioaficionados. – Editorial Technika, 1989
8. Bunin S. G., Yaylenko L. P. Manual del radioaficionado de onda corta. - Editorial "Técnica" 1984
9. Gladkov V. Transceptor "NDK - 97". Radio 2000 N° 8, 9.
10. Transceptor "Kontur - 116". Pasaporte, A.

Para preguntas sobre la compra de juegos

para la producción propia del transceptor de alta frecuencia “Druzhba-M” y sus componentes en Rusia y la República. Contacto en Bielorrusia con S.I. Telezhnikov ( RV3YF): 241022, Bryansk-22, apartado postal – 101. (Correo electrónico: RV3YF (arroba) mail.ru ), en Ucrania a Abramov V.S. ( UX5PS). 61103, Jarkov, apartado postal – 452 (correo electrónico: UX5PS (arroba) ukr.net ).

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Versión con placa de circuito impreso del transceptor de HF "Druzhba-M"

Al actualizar su transceptor basado en OUT, Myasnikova decidió utilizar la placa principal del transceptor Druzhba-M. Pero dado que el tamaño de la placa de circuito impreso Myasnikov OUT es de 150 x 150 mm. y en consecuencia, en el caso de mi transceptor hay espacio exactamente para este tamaño, tuve que desarrollar una versión de la placa de circuito impreso Druzhba-M. Quizás a alguien le interese esta información. Se adjunta el archivo del sello en formato Sprint Layout 4.0. Las piezas se instalan al lado de las vías azules. Todos los generadores y mezcladores en el lado de instalación de piezas están encerrados en rejillas de chapa estañada con tapas. Los puntos sombreados indican que los terminales en el lado de instalación de las piezas están soldados a un bus común (no se muestra). Los orificios restantes en el lado de instalación de la pieza se avellanan con una broca de mayor diámetro. Se adjunta por separado un archivo para la tecnología de planchado láser.

Dibujos en formato Sprint Layout:

andrés RW9AV, chgnet (arroba) chel.surnet.ru